MOSFET非常重要的一項應用是開關電源，本文以德州儀器發布的《MOSFET和IGBT柵極驅動器電路的基本原理》為例，介紹MOSFET晶體管開通動作的4個階段，包括開通及關斷過程，柵極驅動損耗和開關損耗，以及影響開關性能的源極電感、漏極電感兩個寄生元件的形成機理。
為了更好地理解開關過程，電路的寄生電感將被忽略。稍后將單獨分析它對基本操作的相應影響。此外，以下描述涉及到箝位電感式開關，因為開關模式電源中所用的大多數MOSFET晶體管和高速柵極驅動電路都工作在該工作模式下。
簡化的電感式開關模型圖
在簡化的MOSFET箝位電感式開關模型中，直流電流源代表電感器，在短暫的開關切換期間電流可以認為是常數。二極管在MOSFET關斷時提供一條電流路徑，并將器件的漏極箝位到由電池表示的輸出電壓。
開通過程
MOSFET晶體管的開通動作可分4個階段。
第一步，器件的輸入電容從0V充電至VTH。
MOSFET開通階段圖
在此期間，大部分柵極電流用于對CGS電容器充電，少量電流也會流經CGD電容器。隨著柵極端子電壓升高，CGD電容器的電壓將略有下降。這個期間稱為開通延時，因為器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
柵極充電至閥值電平后，MOSFET就能載流了。在第二個階段中，柵極電平從閥值VTH升高到米勒平坦電平VGS,Miller。當電流與柵極電壓成正比時，這是器件的線性工作區。在柵極側，就像在第一階段中那樣，電流流入CGS和CGD電容器中，并且VGS電壓升高。在器件的輸出端，漏極電流升高，同時漏源電壓保持之前的電平(VDS,off)。在所有電流傳輸到MOSFET中并且二極管完全關斷能夠阻止其PN結上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。
進入開通過程第三階段后，柵極已充電至足夠電壓(VGS, Miller)，可以承載完整的負載電流且整流器二極管關斷。此時，允許漏極電壓下降。當器件上的漏極電壓下降時，柵源極電壓保持穩定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區域。驅動器提供的所有柵極電流都被轉移，從而對CGD電容器充電，以便在漏源極端子上實現快速的電壓變化?，F在，器件的漏極電流受到外部電路（這是直流電流源）的限制，因此保持恒定。
開通過程的最后一步是通過施加更高的柵極驅動電壓，充分增強MOSFET的導通通道。VGS的最終幅值決定了開通期間器件的最終導通電阻。所以，在第四階段中，VGS從VGS,Miller上升至最終值VDRV。這通過對CGS和CGD電容器充電來實現，因此現在柵極電流在兩個組件之間分流。當這些電容器充電時，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導通電阻下降，漏源電壓略有下降。
關斷過程
MOSFET晶體管的關斷過程說明基本上與上文所述的開通過程相反。開始時VGS等于VDRV，器件中的電流是由IDC表示的滿負載電流。漏源電壓由IDC和MOSFET的RDS(on)定義。
MOSFET關斷時間間隔圖
第一個階段是關斷延遲，需要將CISS電容從初始值放電至米勒平坦電平。在這段時間內，柵極電流由CISS電容器自己提供，并流經MOSFET的CGS和CGD電容器。隨著過驅電壓降低，器件的漏極電壓略有上升，漏極的電流保持不變。
在第二階段，MOSFET的漏源電壓從ID×RDS(on)上升至最終的VDS,off電平，由整流器二極管箝位至輸出電壓。在此時間段內，與柵極電壓波形中的米勒平坦區域對應，柵極電流完全是CGD電容器的充電電流，因為柵源極電壓是恒定的。此電流由功率級旁路電容器提供，并從漏極電流中減去。總漏極電流仍然等于負載電流。
第三階段的開始用二極管開通表示，因此為負載電流提供了一個替代路徑。柵極電壓繼續從VGS，Miller下降至閥值VTH。
絕大部分柵極電流來自CGS電容器，因為CGD電容器實際上在前一個階段中就已經充滿電了。在此間隔結束時，MOSFET處于線性工作狀態，柵源極電壓下降導致漏極電流減小并接近于零。同時，由于正向偏置整流器二極管的作用，漏極電壓在VDS,off時保持穩定。
關斷過程的最后一步是對器件的輸入電容完全放電。VGS進一步下降，直至達到0V。與第三關斷階段類似，柵極電流的更大一部分由CGS電容器提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
概括而言，在四個階段中，MOSFET晶體管可在最高和最低阻抗狀態（開通或關斷）間切換。四個階段的長度是寄生電容值、電容上所需的電壓變化和可用的柵極驅動電流的函數。這就突顯出正確的組件選擇以及出色的柵極驅動設計對于高速高頻開關 應用非常重要。
遺憾的是，這些數字與特定測試條件和電阻負載相對應，因此難以比較不同制造商的產品。而且，在具有限定電感負載的實際應用中，開關性能與數據表中給出的數字有顯著差異。
功率損耗
功率應用中，MOSFET晶體管的開關操作會導致某些不可避免的損耗，具體分為兩類。
首先，比較簡單的一種是器件的柵極驅動損耗。如前面所述，開通或關斷MOSFET需要對CISS電容器充電或放電。當電容器上的電壓發生變化時，就會轉移一定數量的電荷。柵極電壓在0V和實際柵極驅動電壓VDRV之間變化所需的電荷數量由典型柵極電荷與柵源極電壓曲線的對比來表征。
典型柵極電荷與柵源極電壓的對比圖
可以確定，柵極驅動路徑中串聯歐姆阻抗的組合是耗能分量。在每個開關周期中，所需的柵極電荷應通過驅動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內部柵極網狀電阻。實際上，功率損耗與通過電阻器傳輸電荷的快慢無關。
可以假定，使用低阻值柵極電阻器(<5Ω)時，大多數柵極驅動損耗發生在驅動器中。如果RGATE足夠大，可將IG限制在雙極驅動器的輸出電流能力以下，那么絕大部分柵極驅動功率損耗則發生在RGATE中。
其次，由于器件會在短時間內同時出現高電流和高電壓，因此在傳統感應中晶體管會累積開關損耗。為了盡可能降低開關損耗，必須盡量減少此階段的持續時間。看看MOSFET的開關流程，此條件限于開關操作中開關切換的間隔2和間隔3。這些時間間隔對應于柵極電壓介于閥值VTH和VGS,Miller之間時器件的線性運行（這會導致器件的電流發生變化），以及漏極電壓經歷開關切換時的米勒平坦區域。
認識到這一點對于正確設計高速柵極驅動電路來說非常重要。它強調了這一事實：柵極驅動器的最重要特性是米勒平坦區域電壓電平周圍的拉-灌電流能力。峰值電流能力是通過在完整VDRV下對器件的輸出阻抗進行測量的，與MOSFET的實際開關性能關系不大。真正決定器件開關時間的因素是當柵源極電壓（即驅動器輸出）約為5V（對于邏輯電平MOSFET約為2.5V）時的柵極驅動電流能力。
雖然開關切換很好理解，但幾乎仍然無法計算準確的開關損耗。原因是在開關過程中，寄生電感分量的影響會極大地改變電流和電壓波形以及開關時間。考慮到實際電路中不同源極電感和漏極電感的影響，本文用二階微分方程來描述電路的實際波形。由于柵極閥值電壓、MOSFET電容值、驅動器輸出阻抗等變量具有很大的容差，上述線性近似似乎是非常合理的折衷，可用于估算MOSFET中的開關損耗。
寄生器件的影響
源極電感（LS）對開關性能的影響最大。典型電路中寄生源極電感有兩個來源：巧妙集成在MOSFET封裝中的源極接合線以及源極引線和共用接地之間的印刷電路板線路電感。這通常是指功率級高頻濾波器電容器和柵極驅動器的旁路電容器的負電極。與源極串聯的電流感應電阻器可以向之前的兩個分量添加更多電感。
在需要源電感器的開關流程中有兩種機制。在開關切換開始時，柵極電流快速增加。此電流必須流經源電感，并根據電感值減小。因此，對MOSFET的輸入電容充電/放電所需的時間延長，從而主要對開關延時（第1步）產生影響。而且，源電感器（LS）和CISS電容器會形成一個諧振電路。
柵極驅動諧振電路分量圖
此諧振電路在柵極驅動電壓波形的陡峭邊緣退出，這是在大多數柵極驅動電路中觀察到振蕩峰值的根本原因。遺憾的是，CISS和源極電感 (LS)之間非常高的Q共振會通過（或可通過）環路的串聯電阻分量衰減，這些分量包括驅動器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內部柵極網狀電阻器。需要注意的是，減小電阻值可導致柵極驅動電壓波形過沖，還可提高開通速度。電阻值升高會導致振蕩欠阻尼并延長開關時間，對于柵極驅動設計沒有任何好處。
源極電感的第二個影響是，只要器件的漏極電流快速改變，就會產生負反饋。這種影響出現在開通過程的第二階段，以及關斷過程的第三階段中。在這些階段，柵極電壓處于閾值VTH和VGS,Miller之間，柵極電流由驅動阻抗上的電壓VDRV-VGS定義。為了快速增加漏極電流，必須在源極電感上施加明顯的電壓。此電壓會降低驅動阻抗上的可用電壓，從而減小柵極驅動電壓的變化率和漏極電流的di/dt。di/dt減小要求源電感上的電壓降低。柵極電流和漏極di/dt之間的微妙平衡通過源極電感器的負反饋建立。
開關網絡的另一個寄生電感是漏極電感，同樣由幾個分量構成。它們是晶體管封裝中的封裝電感、與互連關聯的所有電感，以及隔離電源中變壓器的泄漏電感。它們串聯在一起，因此影響相互疊加。它們充當MOSFET的開通阻尼器。在開通期間，它們限制漏極電流的di/dt，并將器件上的漏源電壓降低LD×di/dt倍。
可見，漏極電感 (LD)可以顯著降低開通開關損耗，LD值升高似乎對開通有利，但當漏極電流必須快速下降時會拖后腿，導致較大問題。為了支持因MOSFET的關斷而快速減小漏極電流，在LD上必須形成與開通所對應的相反方向的電壓。此電壓高于VDS,off電平的理論值，在漏源電壓上形成過沖，并增加關斷開關損耗。
實際上，源極電感 (LS) 和漏極電感 (LD) 對開關性能的影響非常復雜。雖然有多種模型可說明MOSFET工作原理，這些模型對于設計人員在實踐中遇到的應用陷阱卻鮮有提及，幾乎所有制造商對于制造出色的功率MOSFET都有自己獨特的方法。
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