mos管在高頻開關變換器中，設計人員面臨著處理開關噪聲的共同挑戰。特別是當高側Mosfet打開時，之前處于導電狀態的低側FET的體二極管關閉。在關閉過程中，體二極管產生峰值反向恢復電流，然后突然斷開。
mos管由于電路中寄生電感雖小但有限，反向恢復電流會在電路中循環，直至損耗。這將導致mos管電壓超調和振鈴的相位節點，這是非常不可取的。如果超調足夠嚴重，低側FFT可能再次打開或進入雪崩擊穿。另一方面，振鈴可能會導致相對于地面的負尖峰，這些尖峰可能會耦合到負載中的敏感電子元件上，導致故障。一個明顯的解決方案是使用一個集成肖特基的低側場效應晶體管如 SR-FET。肖特基的反向恢復電流要小得多，這就減少了電路中的循環能量。
在系統設計中，降低開關噪聲的最佳方法是減小寄生電感。mos管寄生電感的來源是輸入電容和開關器件之間的長徑跡，此外，功率包內的連接線也造成了不需要的電感。應該遵循良好的布局實踐，例如將旁路電容器非常靠近開關設備的引線，將主電流回路的面積最小化。低源電感的封裝，如Ultra SO-8，應該用于開關噪聲是主要考慮的地方。
然而，在實際mos管電路中，寄生電感不能完全消除。在大型復雜系統(如計算機主板)中實現理想的布局可能并不容易。在這些情況下，一個實際的解決振鈴問題的辦法是一個緩沖器跨相位節點到地面。在這里，我們將考慮簡單的RC緩沖器，并描述如何設計一個最佳性能。
上面的原理圖是一個同步降壓變換器的簡化圖。所有的寄生電感被集中在一起，顯示為Lckt。如上所述，它們包括微量電感和封裝電感。帶Lck環的寄生電容主要來自于處于關斷狀態的低側場效應晶體管的輸出電容Coss。我們的目標是計算Rsnub和Csnub的值以及緩沖電阻的額定功率。該方法將通過一個實例加以說明。這些波形是在主板上的一個輔助同步降壓轉換器中得到的，該轉換器為DDR存儲器供電。輸入5V，輸出1.8V/5A。FET在D-Pak中是AOD484。下圖顯示電路中沒有任何緩沖器的嚴重鈴聲。峰值超調是輸入電壓的三倍。
特性阻抗
從經典電路理論可知，緩沖電阻m的最優值等于LC電路的特性阻抗。在這種情況下，電容值是knov從FET數據表，但電感分布在整個pc板，很難預測。確定Lckt的一種實用方法是詳細觀察振鈴波形并測量其頻率。上圖右上角的波形顯示了118m或8.5 nS周期的振鈴頻率。
Tring = 2 * π * SQRT (Lckt * Coss) or, having measured Tring Lckt = Tring2 / (4 * π2 * Coss)
mos管AOD44數據表給出了在VDS＝15V時COS值為142 pF。然而，COSs是一個函數。在較低的電源電壓下，VDS和VDS會顯著升高。在我們的5V電源下，它接近220 pf，從特征曲線上看。使用該值，計算LCKT為8.3 NH自由振蕩電路的特性阻抗為sqrt（lckt/coss）6 ohm。這是衰減振蕩所需電阻的有效值。考慮到一些電路中已經存在電阻，我們可以選擇5歐姆作為緩沖電阻。
緩沖電容值是一種折衷。較大的電容器將提供過阻尼。減少振蕩次數。但電容器也能儲存1/2的CV2和每一個周期都會對效率產生邊際效應。一個有用的參數是sNub xCSub時間常數，表示為振鈴周期Trp的倍數。這個標準做法是使用3或更高的倍數。
Csnub = 3 x Tring / Rsnub
在我們的mos管例子中，csnub的最小值是4.7nf。在主板中，10 nF的值是選擇提供額外的阻尼。因為輸入只有5伏，所以不會造成過大的損耗在減震器里。下面左邊的圖片顯示了一個低值緩沖器2nf+1的效果歐姆。將其與右側的減震器進行比較，減震器的優化值為10 nF+5 Ohm
最后，緩沖電阻的大小應能耗散電容器中儲存的能量Psnub = ½ * Csnub * Vin2 * Fsw
記住，fsw是轉換器的開關頻率，而不是響鈴的開關頻率。在我們的例子中開關頻率為300 kHz，使功率損耗為37毫瓦，小于0.5%。輸出功率。
結論
值得重復的是，電路中的寄生電感分布在整個印刷電路板上并包括包裝導入。而緩沖元件的計算是假設的它們的有效值，沒有辦法把它們放在電路中提供理想的阻尼。減少過沖和響鈴的最好方法是將電路中的不良電感具有良好的布局實踐。選擇右下側具有低電感封裝和/或集成肖特基體二極管的FET將提供額外的好處。
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